Un té de polarisation pour la mesure à large bande des composants électroniques de puissance

Note de l'éditeur : l'article sur lequel cet article est basé a été initialement présenté au Symposium international IEEE 2021 sur la compatibilité électromagnétique et l'intégrité du signal/de l'alimentation (EMC, SI et PI), où il a été reconnu comme le meilleur article du symposium. Il est reproduit ici avec l'aimable autorisation de l'IEEE. Copyright 2022 IEEE.

Dans de nombreuses applications CEM, les composants passifs doivent être caractérisés pour fournir des modèles de simulation et un aperçu physique des processus dominants au sein de ces composants. Les filtres passifs sont constitués d'inductances et de condensateurs, dont certains sont des dispositifs à 3 ou 4 bornes, tels que des selfs de mode commun. Pour les petits signaux, ces composantes peuvent être considérées comme linéaires par rapport à la tension et au courant. Cependant, dans de nombreuses applications, les effets non linéaires doivent être pris en compte et caractérisés. Ceci peut être réalisé avec une approche à grand signal dans le domaine temporel ou par linéarisation autour de certains points de polarisation. La caractérisation linéarisée de dispositifs potentiellement non linéaires tels que des inductances de filtre ou des condensateurs nécessite une excitation simultanée du signal d'évaluation à petit signal et de la polarisation à grand signal, qui est le courant pour les inductances et la tension pour les condensateurs. La méthode la plus couramment utilisée repose sur un analyseur de réseau vectoriel (VNA) et un réseau de polarisation pour appliquer la grande polarisation du signal.

Pour des niveaux de courant ou de tension plus élevés, des tés de polarisation externes doivent être utilisés pour les mesures VNA. En particulier, lorsque celles-ci couvrent une large gamme de fréquences, ici de 9 kHz à 500 mHz, elles présentent les défis suivants :

Cet article montre les détails de conception d'un té de polarisation linéaire pour une gamme de fréquences de 9 kHz à 500 mHz qui peut gérer 10 A en continu, ou 30 A pendant 10 minutes et peut être polarisé jusqu'à 500 V. Bien qu'il existe d'innombrables publications sur les tés de polarisation pour les applications à haute fréquence, il y en a relativement peu dans la gamme des basses fréquences et encore moins adaptées aux courants et tensions continus élevés. Dans [1], il est indiqué que "Le Bias-T proposé a été conçu pour les valeurs cibles IDCmax = 1 A et UDCmax = 150 V à la fréquence inférieure fmin = 2 mHz et à la bande passante minimale actuelle de Bmin de 100 mHz" alors que dans [2], la gamme de fréquences ciblée va de 300 kHz à 100 mHz avec un courant continu maximum de 3A. Les deux publications ne présentent aucune considération concernant le concept de protection et ciblent également une bande passante plus faible et des courants et tensions CC plus faibles. Dans [2], des bobines à noyau de fer sont utilisées, ce qui entraîne probablement la nécessité de faire plusieurs étalonnages pour différentes valeurs de courant continu pour tenir compte de l'influence des effets de saturation. Cependant, aucune information n'a été donnée à cet égard.

Pour les très basses fréquences, il existe également des solutions actives intéressantes pour les tees de polarisation [3], qui là encore ne peuvent pas être utilisées pour les fréquences plus élevées. Cependant, le té de polarisation publié dans cet article est destiné à être utilisé principalement pour la mesure des émissions électromagnétiques conduites, pour lesquelles une limite de fréquence inférieure de 9 kHz est tout à fait adéquate. Une solution passive est donc privilégiée.

Bien que certains des concepts décrits concernant la construction des composants individuels soient déjà connus dans la littérature, à la connaissance des auteurs, il n'existe pas encore de publications sur une telle composition pour la construction d'un té de biais. L'avantage particulier de cette forme spéciale de té de polarisation est l'utilisation possible pour la caractérisation des petits signaux des composants électroniques de puissance tout en maintenant des courants et des tensions de polarisation élevés des grands signaux. En mesurant les paramètres S de divers composants électroniques de puissance et en mesurant les changements dus à la polarisation sur une large plage de fréquences, des données précieuses peuvent être facilement obtenues pour modéliser le comportement de ces composants sous une polarisation de signal importante. Les mesures de cette configuration montrent de bons résultats en ce qui concerne les propriétés importantes du té, comme la perte d'insertion, la perte de retour et le comportement en température.

La figure 1 montre quatre tés de polarisation communs constitués d'un condensateur de bloc CC et d'une inductance de découplage RF. La topologie générale d'un té bis est conservée dans cette conception. Le principal défi est la conception des composants pour les valeurs d'inductance, de capacité, de tension et de courant nécessaires et leur disposition physique dans un té de polarisation de sorte que quatre de ces tés de polarisation puissent être agencés pour former un système de mesure à 4 ports, comme illustré. Le schéma du té de biais proposé est illustré à la figure 2 et discuté en détail dans les sections suivantes.

Figure 1 : configuration de test possible pour mesurer une self de mode commun

Figure 2 : Schéma du té de biais proposé

Le condensateur dans un té de polarisation agit comme un bloc CC, permettant aux courants RF de passer dans la plage de fréquences d'intérêt. Des fréquences minimales plus basses nécessitent des valeurs de capacité plus grandes pour éviter d'influencer le chemin RF. Si 2 Ω est défini comme limite d'impédance supérieure pour le condensateur, une valeur de 8,8 µF est nécessaire à 9 kHz. Les exigences de linéarité jusqu'à 500 V excluent l'utilisation de céramiques à K élevé ou de condensateurs électrolytiques. Cette contrainte augmente la taille des condensateurs de sorte que la limite de fréquence supérieure devient un défi. Les inductances parasites et les capacités parasites de l'agencement de condensateurs doivent être utilisées pour obtenir de faibles pertes RF dans le trajet RF. Ceci est réalisé par un agencement distribué des condensateurs illustré à la figure 3.

Figure 3 : Conception du condensateur de bloc CC avec une impédance caractéristique de 50 Ω. L'épaisseur de la couche de cuivre n'est pas à l'échelle. Toutes les dimensions sont en mm.

Pour obtenir une impédance caractéristique constante de 50 Ω le long de l'agencement des condensateurs, la structure doit maintenir une section transversale qui fournit 50 Ω, y compris les effets parasites des condensateurs. Pour obtenir la capacité nécessaire d'environ 8,8 µF, un total de 13 condensateurs de taille 0,68 µF ont été placés en parallèle [4]. Le condensateur a une largeur de 6 mm.

Sur une carte FR-4 de 1,6 mm, une piste de 3 mm de large conduit à une impédance caractéristique de 50 Ω. Pour répartir les capacités le long de la ligne de transmission, afin de permettre une onde TEM non perturbée, les condensateurs sont placés verticalement, comme illustré à la figure 3. Pour faire correspondre la largeur de trace à la largeur des condensateurs, deux couches de 1,6 mm FR-4 sont utilisés pour créer une ligne microruban de 6 mm de large qui permet le placement des condensateurs sans interrompre le chemin RF. Deux transitions soigneusement conçues guident le signal RF de la piste de 3 mm de large à la piste de 6 mm de large. La figure 4 montre les résultats de la ligne microruban conçue en utilisant une mesure TDR avec une bande passante de 14 GHz. On peut voir que le couplage capacitif des diodes TVS utilisées pour protéger le VNA, comme discuté dans la section "Concept de protection", a une influence sur la ligne. Cette influence peut être contrecarrée en modifiant le diamètre de la ligne microruban au point où les diodes sont connectées.

Figure 4 : Mesure TDR du condensateur conçu avec et sans diodes TVS comme dispositif de protection

Bien que les condensateurs dépendent de la tension en raison de leur diélectrique (X7R), cela n'a qu'un effet négatif sur le comportement du té de polarisation dans la plage de fréquences la plus basse, où une grande capacité joue un rôle décisif. Les condensateurs de classe 2 X7R promettent une variation de capacité maximale de 15 % à la tension nominale.

Pour le calcul des valeurs d'inductance nécessaires, une impédance minimale de 43 dBΩ (par rapport à 1 Ω) a été visée. A la fréquence minimale de 9 kHz, cela se traduit par une inductance minimale nécessaire d'environ 2,5 mH. La bande passante nécessaire et la capacité de transport de courant posent plusieurs problèmes pour la conception de l'inductance. Les courants élevés nécessitent des fils épais ce qui ajoute des parasites aux hautes fréquences ; ne pas pouvoir utiliser de cœurs en raison d'effets de saturation augmente la taille de l'inducteur, ce qui est encore une fois préjudiciable aux performances RF et l'utilisation d'inducteurs de grande valeur augmente la difficulté de protection contre les surtensions du VNA en cas d'interruption soudaine du courant DUT. De plus, les grandes bobines ont une plus grande résistance CC et donc une plus grande dissipation de puissance, ce qui entraîne une augmentation des températures dans le boîtier (voir la section "Comportement de la température").

Afin d'optimiser le comportement aux hautes fréquences, une bobine conique (L1), illustrée à la figure 5, a été utilisée. Suivant la conception de [5], l'inductance conique a été connectée à la ligne microruban de 50 Ω qui contient le bloc CC. Les avantages d'une conception conique par rapport à un inducteur cylindrique sont illustrés à la figure 6. La forme conique améliore les performances RF, mais offre moins d'inductance par rapport à un inducteur cylindrique ayant le même nombre de spires et la même longueur. Les deux inducteurs du tracé ont la même inductance et n'utilisent pas de noyau magnétique. Jusqu'à la résonance, aucune différence n'est visible. Cependant, après la première résonance, l'inducteur conique présente une série de résonances maintenant en moyenne une impédance plus élevée par rapport à son partenaire cylindrique. La répartition de ces résonances supplémentaires dépend des détails du bobinage, du diamètre des fils et de la distance entre les fils. Plus la fréquence est élevée, plus la conception de la pointe de l'inducteur conique et sa connexion à la piste 50 Ω sont importantes. Selon [6], l'inductance de l'inducteur conique peut être dérivée des inductances des inducteurs cylindriques et en spirale associés. L'inductance d'un inducteur en spirale en µH est donnée par l'équation 1 où R est le rayon moyen de l'inducteur en mm, W est la différence de rayon aux deux extrémités du cône en mm et N est le nombre d'enroulements.

Figure 5 : Conception de l'inducteur conique avec des dimensions en millimètres

Figure 6 : Comparaison de la caractéristique de fréquence d'un inducteur conique et hélicoïdal

(1)

L'inductance d'un inducteur cylindrique (hélicoïdal) est donnée par l'équation 2, où H est la hauteur de la bobine en mm et encore R et N sont respectivement le rayon moyen et le nombre d'enroulements.

(2)

En utilisant LS et LH, l'inductance d'un inducteur conique peut être obtenue par l'équation 3 où α est l'angle de l'inducteur conique, étant de 0 ° pour un inducteur totalement plat.

(3)

Pour cette bobine, une inductance d'environ 63 µH est calculée avec les valeurs géométriques données à la figure 5. Pour atteindre une valeur d'inductance de 2,5 mH, l'inducteur conique devrait être plus de trois fois plus long, c'est pourquoi deux autres bobines de plus haut l'inductance (L2 = 0,27 mH et L3 = 2,2 mH) devait être connectée en série derrière elle pour atteindre la valeur d'inductance souhaitée. Les bobines ont une résistance DC totale de 300 mΩ et dissipent ainsi 30 W à 10 A DC.

L'ensemble de bobines forme un système complexe de bobines nominales et de capacités parasites entre les enroulements, vers l'enceinte et entre les bobines. Cela conduit à une multitude de résonances, ce qui a déjà été montré sur la figure 6 pour l'inducteur conique lui-même. Ces résonances ont un triple effet négatif sur les performances du système :

Ainsi, il est conseillé d'introduire des pertes qui amortissent les résonances. Cela réduira l'impédance aux résonances et augmentera l'impédance aux anti-résonances. Parmi les différentes méthodes d'amortissement disponibles, un matériau à perte électrique placé près de l'inducteur conique a été utilisé pour l'inducteur du premier étage, représenté par Rdamp sur la figure 2. Un matériau à perte magnétique présenterait le risque d'introduire un comportement non linéaire en raison de l'important courant continu. Placer une résistance à travers l'inductance conique ajouterait une capacité parasite au point de connexion au niveau du bloc CC sur le chemin RF. L'inconvénient du matériau à perte électrique est son effet bloquant sur le refroidissement de la bobine.

Pour les autres inductances, des résistances réglables ont été placées en parallèle pour permettre un comportement d'impédance lisse qui conduit à une caractéristique de perte lisse illustrée à la figure 8.

Un courant continu maximal admissible de 10 A stockera environ 126,5 mJ d'énergie dans les inducteurs. Cette énergie est répartie entre les trois inducteurs (EL1 = 3 mJ, EL2 = 13,5 mJ, EL3 = 110 mJ).

Sans protection, une interruption soudaine du flux de courant à travers le DUT, par exemple, la rupture d'un joint de soudure, dissipera l'énergie stockée dans le VNA (RIP). Les dispositifs de protection tels que les diodes de suppression de tension transitoire (TVS) sont bien adaptés pour protéger le VNA. S'ils sont placés directement dans le chemin RF, leur capacité doit être maintenue faible pour éviter d'autres perturbations sur le chemin RF. Cependant, ces diodes ne peuvent pas gérer l'énergie. Le problème est résolu en répartissant les diodes sur les inductances. Les inducteurs de valeur élevée stockent la majeure partie de l'énergie, mais leur fonction électrique est limitée aux basses fréquences, ainsi des TVS ayant une plus grande capacité d'environ 100 pF peuvent être utilisées [7]. Aucun TVS n'est placé à travers l'inducteur conique, à la place des TVS de 2,5 pF sont placés sur le chemin RF [8].

Un deuxième problème de protection provient du 1,1 J stocké dans les condensateurs du bloc DC. Si le DUT est soudainement court-circuité à GND, les 8,8 µF chargés à 500 V seraient déchargés dans le VNA (RIP). Les diodes à faible capacité placées pour protéger de l'énergie dans l'inductance conique ne peuvent pas gérer l'énergie. Une protection de deuxième niveau est nécessaire. Ceci est réalisé en plaçant des dispositifs de retour à base de polymère du chemin RF à GND [9]. Ces dispositifs offrent une capacité très faible < 0,05 pF, un démarrage rapide de 0,1 ns. Après claquage interne au sein du composant, ils se bloquent à environ 25 V DC. La quantité d'énergie dans le condensateur de bloc CC peut les détruire ainsi que les appareils TVS, mais ils protègent le VNA en cas de court-circuit.

Un problème supplémentaire pour ce circuit est le bloc DC interne du VNA. Comme il a une petite capacité par rapport au bloc CC du té de polarisation, un diviseur de tension capacitif est créé, ce qui signifie qu'à des tensions continues élevées, une tension serait toujours présente à l'entrée du VNA et pourrait le détruire. Par conséquent, deux résistances parallèles de 10 kΩ sont connectées entre le bloc CC interne et externe contre la terre. Ceux-ci dissipent un courant continu à variation lente jusqu'à ce que le grand condensateur du bloc CC externe soit plein et que le bloc CC interne ne puisse plus être chargé.

Après les mesures initiales, décrites dans la section suivante, un condensateur supplémentaire de 1,5 nF et une résistance de 910 Ω ont été insérés entre L1 et L2, comme illustré à la figure 2, pour aplatir davantage la courbe de perte d'insertion. De plus, un condensateur supplémentaire de 2200 µF a été ajouté au port CC pour assurer une impédance bien définie à la terre qui est indépendante de l'impédance de la source CC. La figure 7 montre le té de biais complet avec tous les composants. Ceux-ci ont été installés dans un boîtier en aluminium moulé sous pression, ce qui d'une part réduit la sensibilité aux interférences et d'autre part assure la stabilité de la température.

Figure 7 : Image du té de biais dans un boîtier en aluminium

La vérification couvre la réponse en fréquence linéaire, le comportement en température et le contrôle de linéarité à des courants et des tensions élevés.

Pour vérifier le comportement linéaire, les paramètres S de deux tés biaisés de construction identique ont été mesurés. En raison de l'impédance bien définie due au grand condensateur sur le port DC, le port 3 peut être laissé ouvert pendant l'étalonnage. La figure 8 illustre une mesure de la perte d'insertion des deux tees de polarisation, qui montre des résultats très satisfaisants de 9 kHz jusqu'à une fréquence d'environ 500 mHz avec une perte d'insertion inférieure à 1 dB et une planéité d'insertion d'environ 0,5 dB. Au-dessus de 500 MHz, la perte d'insertion passe à 2 dB à 1 GHz, principalement en raison des caractéristiques haute fréquence de l'inductance conique. Les mesures utilisant des bobines coniques avec un fil plus fin ont montré de meilleures propriétés ici mais ne peuvent pas faire passer le courant continu. On peut également voir à partir de la mesure de la perte de retour sur la figure 9, que même si les deux tés de polarisation illustrés sont construits de manière identique, leur perte de retour diffère de manière assez significative. C'est l'effet de bobines et de réglages de potentiomètre légèrement différents. En général, on pourrait créer un ensemble de paramètres S pour chaque té de polarisation et l'utiliser pour le désencastrement. Même si cette procédure se traduirait par de meilleures performances de mesure, il faudrait les profils de désencastrement pour chaque té individuel et ne doit jamais échanger les tés de biais pour chaque mesure. Au lieu de cela, un kit d'étalonnage auto-fabriqué avec des paramètres de désincorporation précédemment mesurés a été utilisé. Deux tés de biais et le kit d'étalonnage auto-fabriqué (TOSM) ont été utilisés pour l'étalonnage, qui fonctionne quelle que soit la disposition des tés de biais. Pour la mesure finale, illustrée à la figure 1, un étalonnage à quatre ports doit être effectué. En général, toutes les méthodes d'étalonnage peuvent se heurter aux mêmes limitations, qui sont de petites non-linéarités restantes ou des changements mécaniques dus à la chaleur ou à une instabilité mécanique.

Figure 8 : Perte d'insertion de deux tés biaisés de construction identique

Figure 9 : Perte de réflexion de deux tés de polarisation construits de manière identique

La résistance CC des bobines (RL1 = 0,1 Ω, RL2 = 0,04 Ω, RL3 = 0,16 Ω) entraîne un échauffement interne à des courants élevés. Un test de résistance du té de biais a été effectué au cours d'un premier test. Le té de polarisation a été chargé avec un courant continu de 10 A pendant 30 minutes, ce qui a fait augmenter la température à l'extrémité de l'inducteur conique à 60 °C. Aucun refroidissement forcé n'a été appliqué. Aucun échauffement significatif n'a été détecté ailleurs dans l'enceinte.

La tension maximale à l'entrée du VNA en cas de défaut est spécifiée par le fabricant à 30 V. Le circuit de protection, décrit à la Sec. II-D a été testé en connectant deux tés de polarisation en série et un fusible avec un courant nominal de 10 A qui devrait simuler une interruption soudaine du flux de courant. Un courant continu de 25 A a été appliqué à la configuration de test avec une charge fictive de 50 Ω et un petit condensateur comme bloc CC au lieu du VNA. La tension résultante au VNA fictif n'a pas dépassé la tension maximale autorisée de 30 V et l'énergie résultante d'environ 125 µJ ne présente aucun danger pour l'entrée du VNA.

La figure 10 montre une mesure S12 de deux tés de polarisation connectés en série à différents courants de polarisation CC. On peut voir que le courant continu de polarisation ne provoque pratiquement aucune différence dans le comportement des tés jusqu'à 25A.

Figure 10 : Perte d'insertion de deux tés obliques en série

La figure 11 montre une mesure de test d'une inductance [10] à différents courants de polarisation CC entre 0 A et 13 A. Les effets de saturation dus au courant de polarisation CC peuvent être observés dans la plage de fréquences inférieures par un décalage vers la droite. Aux fréquences plus élevées, peu de changements dus au courant de polarisation, puisque la perméabilité du matériau a été réduite à un niveau auquel le flux ne peut pas atteindre des niveaux de saturation.

Figure 11 : Mesure d'une inductance avec différents courants de polarisation DC.

Cet article montre un moyen de construire un té de polarisation pour les applications d'électronique de puissance. Surtout si les effets de saturation des bobines ou des éléments de filtre plus grands dans une plage de basses fréquences doivent être étudiés, ce té de polarisation offre la possibilité de résoudre ce problème à l'aide de l'analyse de réseau vectoriel. Cela permet de mesurer un appareil testé en amplitude et en phase pour obtenir des conclusions détaillées sur son comportement en fréquence. Les données peuvent ensuite être utilisées pour optimiser les circuits de filtrage dans des situations d'application réelles ou pour générer des modèles dépendant de la charge de ces filtres. Le té de polarisation présenté présente une bonne réponse en fréquence sur une large plage de fréquences et peut être chargé avec des courants et des tensions CC élevés. Les mesures montrent que le comportement du té de polarisation n'est pas influencé par les courants de polarisation CC. Lorsque ces courants de polarisation sont brusquement interrompus, le circuit de protection présenté sert à protéger l'équipement de mesure.

Le soutien financier du ministère fédéral autrichien des affaires numériques et économiques, de la Fondation nationale pour la recherche, la technologie et le développement et de la Christian Doppler Research Association est grandement apprécié.

biais teeChristoph MaierDavid PommerenkeemcieeeMichael Fuchsanalyseur de réseau vectorielVNA

Votre adresse email ne sera pas publiée.

Commentaire

Nom*

E-mail*

Site Internet

Enregistrez mon nom, mon adresse e-mail et mon site Web dans ce navigateur pour la prochaine fois que je commenterai.

D